開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)方案

開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)方案

開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)方案的選取與普通開(kāi)關(guān)電源不同，由于受到體積、重量和散熱條件的限制，開(kāi)關(guān)電源適配器基本要求是電路簡(jiǎn)單可靠、效率高、易于集成。本章僅對(duì)現(xiàn)在開(kāi)關(guān)電源中采用的主要設(shè)i十方案進(jìn)行了對(duì)比分析，并在此基礎(chǔ)上提出了大功率軟開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)方案。
3. 1單端正激設(shè)計(jì)方案
單端正激適配器功率變換電路原理如圖3.1所示。與理想的單端正激變換器不同，實(shí)際的變壓器由于初級(jí)繞組的電感不能無(wú)窮大。因此，在開(kāi)關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，高頻變壓器中一定會(huì)有一部分勵(lì)磁電流，而存貯一定的能量，當(dāng)Q截止時(shí)這部分能量必須完全釋放，否則變壓器中的勵(lì)磁電流會(huì)不斷增加，最后導(dǎo)致磁芯飽和而損壞。圖中繞組N,,就是變壓器的復(fù)位繞組。它在Q截止時(shí)，通過(guò)D3為磁芯復(fù)位。同樣由于變壓器的非理想性，變壓器初級(jí)會(huì)存在一定的漏感，存貯在漏感中的能量也必須吸收，否則會(huì)因此在Q截止時(shí)漏感中電流突變將開(kāi)關(guān)管Q擊穿，圖中RCD就是用來(lái)吸收入漏感中能量的。

圖3.1單端正激適配器功率變換原理圖 
單端正激設(shè)計(jì)方案分析：
單端正激變換器在每一周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管Q的紋波電流通常只為峰值電流的10%,在相同的脈寬下單端正激變換器要比單端反激變換器的紋波小得多，通常只為反激變換器的四分之一。因此在相同的脈寬下，單端正激變換器開(kāi)關(guān)
管Q中的開(kāi)關(guān)電流的的有效值要比單端反激變換器開(kāi)關(guān)管中電流的有效值低25%。這在早期高壓大功率MOS管導(dǎo)通電阻比較高，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗嚴(yán)重的情況下，使用單端正激變換器，可以有效地提高幵關(guān)電源適配器的效率、降低生產(chǎn)成本。因此在早期開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)過(guò)程中，單端正激設(shè)計(jì)方案得到了廣泛的應(yīng)用。然而隨著半導(dǎo)體工藝技術(shù)的發(fā)展，高電壓大功率MOS管導(dǎo)通電阻的下降，MOS管導(dǎo)通損耗己經(jīng)不再是適配器設(shè)計(jì)的突出矛盾，單端正激變換器在一定的功率范圍內(nèi)己經(jīng)不冉具有優(yōu)勢(shì)。尤其是當(dāng)代開(kāi)關(guān)電源適配器提出寬電壓輸入范圍的要求之后，單端正激變換器由于其本身固有的特點(diǎn)，現(xiàn)在開(kāi)關(guān)電源適配器設(shè)計(jì)時(shí)，已經(jīng)很少使用單端正激設(shè)計(jì)方案了。
單端正激變換器在寬輸入電壓情況時(shí)的特點(diǎn)如下:
1、單端正激變換器雖然開(kāi)關(guān)管峰值電流和紋波電流比較小，但由于磁芯復(fù)位需要而增加的復(fù)位繞組，不僅不能有效減小開(kāi)關(guān)變壓器的體積，同時(shí)也增加了變E器的繞制成本。
2、 一般來(lái)說(shuō)為了使復(fù)位繞組與初級(jí)繞組耦合好，減化變壓器繞制工藝，復(fù)位繞組與初級(jí)繞組往往采用雙線并繞的形式。這就導(dǎo)致復(fù)位繞組與初級(jí)繞組匝數(shù)一致，每個(gè)周期內(nèi)，開(kāi)關(guān)管所承受的擊穿電壓都是輸入電壓的2倍，同時(shí)也導(dǎo)致單端正激變換器的最大占空比不能超過(guò)0.5。這也就使我們?cè)诘洼斎腚妷簳r(shí)，不能通過(guò)增加占空比進(jìn)一步減小開(kāi)關(guān)管電流的有效值。
3、寬電壓輸入范圍時(shí)輸出整流二極管反向擊穿電壓高。使我們無(wú)法使應(yīng)用低損耗整流二極管（如：肖特基二極管）或低導(dǎo)通電阻同步整流MOS管。
例如:在交流輸入電壓范圍為Vin=85VAC-275VAC時(shí)，輸出電壓為V。=19VDC,單端正激變換器最大占空比為？=0.45的條件下，當(dāng)輸入電壓為Vinmin=85VAC,經(jīng)過(guò)整流濾波后，變換器的直流輸入電壓的最小值為100VDC時(shí)：

式中，V。為變換器輸出電壓，V;Vinmin為變換器輸入直流電壓最小值，V;n為變壓器變比；?為變換器導(dǎo)通占空比。

式中，Vr為輸出整流二極管D最大反向擊穿電壓，V;Vinmax 為輸入直流電壓最大值，V;n為12V電源適配器變壓器變比。
由此我們可以看出在寬電壓輸入范圍的條件下，輸出整流二極管反向擊穿電壓高，而當(dāng)反向擊穿電壓超過(guò)100V時(shí)，我們就無(wú)法再使用肖特基二極管及低導(dǎo)通電阻同步整流MOS管來(lái)降低輸出整流的功耗。